求助一个基础问题：输入级差分对的本地反馈电阻

apollo_zhang · 发表于 2016-8-25 05:42

翻了好几本书，这电阻的理论作用还算有点理解，以减小输入级增益和噪声加大为代价提升输入级的线性度防止过载，这两点可以理解…

我的问题在于，仿真一些电路的时候，如果大幅度降低这个电阻的值甚至直接不加，电路很容易发生自激，这是为什么？是开环增益大了以后原本的补偿量不够了吗？

另外从实际听感出发，这个电阻加与不加对声音有什么主观上的影响？本人听过一些算是高端的胆耳放，噪声指标肯定比不上石机，然而背景照样很黑，干净；低端的石机主打参数的听感燥，不干净的情况则是比较常见的，百撕不得骑姐啊。哦对，运放的原理图里似乎也没见过这两个电阻…

谢谢各位。

cruelfox · 发表于 2016-8-25 09:00

射极电阻的插入降低了输入管子的等效gm，但之后可以增大本级的电流来补偿；故在同等gm下电流更大，slew rate就提高了。
至于线性度，如果仅仅是插入电阻，局部反馈增加了但是增益下降，大环反馈就减少，未必整体的线性度就更好。

2b青年爱发烧 · 发表于 2016-8-25 09:17

电阻降低了gm，gm与增益带宽积相关。补偿与增益带宽积又与稳定性相关，所以改了电阻整个稳定性就有变化了。

apollo_zhang · 发表于 2016-8-26 04:46

感谢楼上各位的回复！

对的，提高摆率这条功能忘记了，对功放来说挺重要的。今天再思考了下Dynalo的结构，那两颗680欧的反馈电阻真有点匪夷所思，其他都不计算，这两个电阻就增加了47nV/rtHz 的热噪声，不知Gilmore是怎么想的…

hd600240df · 发表于 2016-8-26 05:05

在采用主极点补偿的典型放大器架构中，差分对两个管子的等效发射极电阻，就是那个26mV/Ie，跟两个本地反馈电阻加起来，再跟米勒补偿电容形成的R-C 时间常数决定了放大器的零环路增益交越频率Fc。通常这个频率取值在500Khz到1MHz之间，米勒电容的容值可以用下面这个算式计算：
Cmiller = 1/(2π*Fc * RLTP * Acl) 其中RLTP是上面说的几个电阻的总阻值，Acl是放大器闭环增益。

如果减小本地反馈电阻，而不相应增大补偿电容，就会把Fc 推向更高的频率，因放大器的环路相移是随频率增加，其结果就是，Fc越高，相位裕量就越小。要是搞的过头，Fc推的太高，Fc处的环路相移达到、超过180度，就得到自激振荡器。顺便提下，一般稳定的反馈补偿设计要求在Fc处至少有45度的相位裕量，或者说环路相移不超过135度。

apollo_zhang · 发表于 2016-8-27 16:03

hd600240df 发表于 2016-8-26 05:05
在采用主极点补偿的典型放大器架构中，差分对两个管子的等效发射极电阻，就是那个26mV/Ie，跟两个本地反 ...

多谢hd兄的详细回答！

照葫芦画了个瓢，电阻在几十欧量级的情况下补充就必须有300多pF，的确比原来大很多…不过如果电路的相位裕度足够的前提下，这个增益交越频率是否可以定的高一些？比如797的电路用分立元件仿真，8Mhz以上裕度仍有60度之多，可能只有两级，相移少点

hd600240df · 发表于 2016-8-28 21:53

相位裕度足够的话，Fc当然可以高些。不过反馈环路的稳定性除了考察相位裕度，增益裕度也须要考察。照老经验一般要求在环路相移达到180度时，环路增益不能高于-6db. Fc取值高的时候，两个裕度的设计更要保守、小心，因仿真设计通常看不到的分布参数越是在高频其作用越显著，稳定性仿真的可信度相对越差。
功放跟运放的两个显著区别在于输出级器件特征和负载要求。功放用的大功率器件高频特性远不如小信号器件，功放输出级至少是两级功率管缓冲器级联，现代设计经常是三级，环路相移的高频特性极大程度取决于这一级，所以主极点补偿的Fc选择范围很有限。功放的器件跟PCB几何尺寸远远大于运放，分布电抗导致的仿真可信度须要更小心对待。

蓝子风 · 发表于 2016-8-29 11:18

几个极点的补偿方法楼上说的只是其一而已。

还有一个方法就是二级放大时的滞后电容。大概就是控制一个整体的相转到元件的极点范围外，消除不稳定因素而已。

apollo_zhang · 发表于 2016-9-3 02:57

谢谢hd兄再次详细指教。我是感到这年头非贴片不可了，在产的器件基本不剩下什么直插的，正好寄生参数也能小点。。。

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